C4  LES  CIRCUITS  COUPLES

 

 

C4.3 Les liaisons directes à transistors
C4.3.1 Couplage en cascade
C4.3.2 Couplage par alternance EC - CC
C4.3.3 Couplage par alternance NPN-PNP
C4.3.4 Le montage Darlington
C4.4 La paire différentielle
C4.5 Les générateurs de courant constant
C4.6 Les miroirs de courants
C4.7 Divers montages à amplificateurs opérationnels
C4.7.1 Le montage intégrateur à ampli-OP
C4.7.2 Le montage différenciateur à ampli-OP
C4.7.3 Le montage redresseur
C4.7.4 Le montage comparateur
C4.7.5 Le montage détecteur de seuil
C4.7.6 Limites d'utilisation en commutation d'un montage à ampli OP
C4.7.7 Le montage trigger de Schmitt (en Z)
C4.7.8 Le montage trigger de Schmitt (en S)
C4.7.9 Translations du point de basculement (en Z et en S)
C4.7.10 Montages générateurs de signaux
C4.7.11 Montages convertisseurs de signaux
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

C4.1 L'importance du couplage et de la contre réaction
Les circuits couplés dont il est question dans ces pages traitent des petits signaux. De manière générale, les traitements que doivent subir les signaux électroniques sont toujours effectués avec des amplitudes faibles, de l'ordre de quelques milliVolts à un ou deux Volts. Le signal qui transite dans un appareil subit de fortes modifications de l'entrée à la sortie. Ces modifications peuvent être en amplitude, en fréquences, en phase, etc.
 
Bien sûr, un seul étage à transistor ne peut parvenir à créer toutes ces déformations volontaires. Ce pose donc le problème du passage du signal d'un étage à l'autre: c'est le couplage. Comment transférer le signal en tenant compte des tensions continues de polarisation présentes ?


Les éléments de couplage auront un rôle prépondérant sur les performances de l'ensemble de l'appareil. Ils sont même souvent utilisés pour obtenir les spécifications propres à l'ensemble du circuit.

Nous pouvons représenter le rôle des éléments de couplage et de contre-réaction avec le schéma électrotechnique ci-dessous. Ces éléments sont représentés par une impédance variable. La variation de ces impédances permet de modifier les spécifications de l'ensemble du circuit. Par exemple, la réponse en fréquence, la stabilisation si le signal est trop important, etc.

 

A supposer que les spécifications du premier montage amplificateur seul (ZE, AU, ZS) sont constantes quelque soit la valeur des fréquences du signal d'entrée.
 
Si l'impédance Z du couplage ou de la contre-réaction varie en fonction de la fréquence, le gain en tension de l'ensemble du circuit variera de même.
 
Il faudra distinguer en premier lieu s'il s'agit de couplages avec lesquels la composante continue est bloquée (couplage AC) ou s'il s'agit de couplages où la composante continue est transmise à l'étage suivant (couplage DC ou liaison directe).
 
En résumé, le but de découvrir dans un circuit quels sont les composants utilisés pour le couplage et lesquels sont reliés en contre-réaction permet d'entrevoir le comportement de l'ensemble du circuit et de ces principales caractéristiques.
 
 
 
Les principaux types de couplage rencontrés dans la pratique sont présentés ci-dessous avec leurs principales spécifications. Les principes et calculs des circuits de contre-réaction sont analysés et détaillés dans l'annexe C4.
 
 

C4.2 Les principaux circuits couplés à transistors
C4.2.1 Couplage par condensateur

 

Le couplage par résistance-condensateur (RC) est la technique la plus répandue pour transmettre le signal d'un étage à l'autre. Bon marché car ne nécessitant qu'un seul élément, cette technique permet l'amplification des fréquences dès 10Hz. Nous la rencontrons souvent dans les montages amplificateurs audio, dont les fréquences vont de 20Hz à 20kHz.
 
Elle a pour principal défaut une fréquence inférieure limite. Les condensateurs de liaison et les condensateurs de découplage ont une réactance capacitive XC qui varie en fonction de la fréquence.
 
Si la fréquence augmente, XC diminue. De ce fait, la valeur de XC ne devient plus négligeable aux fréquences basses. Par conséquent, le gain de l'ensemble du montage augmente avec la fréquence. Les limites supérieures de fréquences sont dues autant aux composants actifs qu'à la fiabilité des condensateurs, mais elle peut atteindre quelques centaines de MégaHertz.
 

C4.2.2 Couplage par transformateur
Ces couplages étaient utilisés à la sortie des amplis audio car ils facilitaient l'adaptation d'impédance et donnaient à l'ensemble un rendement moyen. Ces montages servent également dans les amplificateurs de signaux provenant d'émissions hertziennes. Ils "travaillent" avec des fréquences qui peuvent avoir des valeurs de 185 kHz à 26 MHz (radio AM) ou de 48MHz à 250MHz (Télévision VHF-BIII), ou encore 10,7 MHz (moyenne fréquence FM), etc.

Souvent, les transformateurs font partie de circuits oscillants (CO) couplés. Le rôle de ces CO couplés est d'éliminer toutes les fréquences sauf la fréquence de résonance et ses proches. En effet, un CO à une impédance maximum (ou minimum) pour une fréquence particulière, appelée fréquence d'oscillation ou fréquence de résonance.
 
Pour le signal, le transistor à une "impédance" collecteur RC ayant une valeur maximum à une certaine fréquence f = fO. De plus, l'adaptation facile des impédances permet un transfert de puissance maximum, spécification importante pour les petits signaux.

C4.2.3 Couplage par filtre à ondes de surface
 
Ces filtres composés de cristaux de quartz présentent une impédance variable en fonction de la fréquence. Ils utilisent le phénomène de piézo-électricité et sont très précis.

Ils peuvent posséder une courbe de réponse très spécifique, pour un usage précis, comme en moyenne fréquence TV.

C4.3 Les liaisons directes à transistors
 
Les amplificateurs à couplage direct (DC) transmettent toutes les fréquences depuis zéro. Les points de repos (ICQ et UCEQ) de chaque transistor sont interdépendants les uns avec les autres. Le couplage direct transmet la variation de tension d'un étage au suivant et le dernier étage sort la variation de tension amplifiée.
 
L'inconvénient majeur des couplages DC est la variation de UBE en fonction de la température. Cette variation s'appelle dérive en température. L'ennui c'est qu'on ne peut distinguer cette dérive d'une pure variation du signal d'entrée.
 
Il est important lors de la recherche de panne, de vérifier le type de couplages utilisés dans une partie d'un schéma électronique. Parfois le couplage DC est nécessaire et concerne une grande série de transistors, pouvant aller jusqu'à 15 ou 20 transistors. Il suffit que un de ces transistors soit défectueux pour modifier toutes les tensions aux bornes de tous les autres transistors.

C4.3.1 Couplage en cascade

Le potentiel amené à la base du premier transistor va donc directement déterminer le potentiel présent au collecteur du deuxième transistor. Par exemple, une tension d'entrée de +1,3V produit une tension de sortie de+6V environ. Et une variation de 5mV à l'entrée provoque une variation de sortie de 2V environ.

Pour que le point de repos de chaque transistor soit situé au milieu de la droite de charge statique, une diode Zener et une résistance peuvent décaler les points de repos.

C4.3.2 Couplage par alternance EC - CC
Le deuxième transistor monté en CC assure la liaison et abaisse l'impédance de sortie du premier transistor (EC). Le premier transistor augmente l'amplitude du signal d'entrée à la valeur choisie, et le deuxième augmente le courant disponible à la sortie.

De ce fait, la puissance disponible du signal de sortie est plus importante. Ce couplage est souvent utilisé en technique intégrée.
 

C4.3.3 Couplage par alternance NPN-PNP
Les trois transistors sont montés en émetteur commun d'où un grand gain en tension.
Ces montages ont été utilisés pour des applications à régulation automatique comme un réglage automatique de volume d'enregistrement.

C'est un montage idéal pour lui appliquer de circuits de contre réaction.

C4.3.4 Le montage Darlington
Les deux collecteurs sont reliés ensemble. Le premier transistor débite directement dans la base du deuxième (IE1 = IB2). Ce montage se comporte comme un transistor unique à très fort gain en courant.



L'impédance d'entrée est augmentée et c'elle de sortie diminuée par rapport à un transistor unique.
Les deux transistors du Darlington peuvent être dans un même boîtier, ce qui diminue la taille du montage.

                       

 
Le montage de droite ci-dessus se comporte comme un transistor Darlington PNP. Et il assure une très bonne complémentarité avec le Darlington NPN.
 
 
 
Exemple de montage:
 
A supposer que le gain en courant du Darlington est de 750x environ, nous pouvons alors estimer le grand gain en puissance obtenu par le montage.
 
 

 
 
 
 

C4.4 La paire différentielle
Ce montage est réalisé avec deux transistors dont les émetteurs sont reliés ensemble. La résistance d'émetteur RE est traversée par les courants d'émetteurs des deux transistors.

Idéalement, ce montage est symétrique. Les transistors et les résistances collecteurs sont identiques. Si les deux entrées possibles sont à un même potentiel (V1 = V2), la tension aux bornes des deux collecteurs vaut 0V (VC1 = VC2).
 
Les transistors fonctionnent en un système de balancier. Si un transistor conduit plus, l'autre conduira moins (IC1 &hibar; ==> IC2 ­ ). Il est intéressant de constater que nous pouvons alimenter la paire différentielle par les deux bases des transistors au moyen d'une tension Ue = V1 - V2 qui varie autour du 0 volt. C'est le cas du montage à deux entrées et une sortie:


 

 

 
 
 
 
 
 
 
 
 
Les deux entrées d'un amplificateur opérationnel sont réalisées avec un montage différentiel.
 
 

Si le gain en tension doit être augmenté, il faut choisir une plus grande valeur de RC, par exemple par un miroir de courant.

 

De même, si l'impédance d'entrée doit être augmentée, il est possible de remplacer RE par un générateur de courant. Nous parlons dans ce cas de charges actives.

 
 
 
 
Par définition, nous disons qu'un signal est de mode commun si il attaque également les deux entrées. La plupart des signaux parasites sont captés en mode commun. Chaque base des transistors reçoit la même tension perturbatrice. Ces signaux indésirés ne seront donc pas amplifiés par la paire différentielle et il ne subsiste qu'une faible tension de bruit à la sortie.

C4.5 Les générateurs de courant constant
En fixant la tension UBE du transistor, nous l'obligeons à fonctionner avec un courant de collecteur constant IC = constant.
Le courant de base IB du transistor est directement proportionnel à la tension UBE . Le courant de collecteur IC dépend du béta b du transistor et du courant de base IB .
 
Les deux diodes D1 et D2 fixent le potentiel à la base du transistor. En effet, le courant des diodes ID est bien plus grand que le courant de base IB. Dans ce cas, UR1 est fixe et le potentiel de base VB est fixe également.
 
Dans le montage ci-dessous, c'est la diode Zener qui fixe le potentiel à la base du transistor. En effet, le courant Zener IZ est bien plus grand que le courant de base IB.

Dans ce cas également, UR1 est fixe et le potentiel de base VB est fixe. Comme URE = VB - UBE , la tension aux bornes de la résistance RE est fixe. Le courant d'émetteur IE par conséquent est fixe lui aussi.
 
Le courant de sortie I ne dépendra pas de la valeur de la résistance de charge qui serait connectée. Nous avons bien obtenu un générateur de courant, sous-entendu à courant constant.
 
La limite de fonctionnement du montage est située au début de la saturation du TS, lorsque la tension UBC diminue et atteint 0V. A ce moment là, la tension de sortie maximale UMAX vaudra UR1 (UMAX @ UR1).

C4.6 Les miroirs de courants
Les transistors doivent être identiques et intégrés dans le même boîtier.
 
En négligeant les courants de base des deux TS, on peut admettre que tous les courants d'émetteurs et de collecteurs sont identiques
 

             IC1 @ IC2 @ IE1 @ IE2 @ I1 @ I2

 

Le montage à trois transistors améliore les spécifications du montage de la page précédente. Il se rencontre surtout dans les circuits intégrés.
 

 

IC1 @ IC2 @ IE1 @ IE2 @ I1 @ I2 @ IC3

 

 

 

C4.7 Divers montages à amplificateurs opérationnels
 
C4.7.1 Le montage intégrateur à ampli-OP

 

Un intégrateur se défini par un dispositif qui effectue l'opération mathématique appelée intégration, puisque sa tension de sortie est proportionnelle à l'intégrale de sa tension d'entrée. Retenons que ce montage est utilisé souvent pour obtenir une rampe de tension de sortie (une tension qui croît ou décroît linéairement) à partir d'une tension constante d'entrée.
 
A partir d'un montage amplificateur inverseur, on obtient le schéma de principe d'un intégrateur en intercalant un condensateur entre la sortie de l'ampli-OP et son entrée inverseuse.

L'entrée Ve typique d'un intégrateur est une impulsion rectangulaire.
 
La tension Ve est constante durant le temps T donc le courant dans la résistance R est également constant est vaut IR = Ve / R. Presque tout ce courant passe dans le condensateur et l'on peut admettre que IR @ IC @ I.
 
Le courant IC charge le condensateur selon la loi fondamentale des condensateurs telle que :
 

Q = I × t

Q[C] : quantité d'électricité emmagasinée
t [s] : durée de la quantité Q en mouvement

t [s] : constante de temps R × C du circuit

 
Pour exprimer la valeur de UC en fonction de I, t, C; on doit encore faire quelques transformations de formule:


La tension de sortie VS a la forme d'une rampe négative. Cette rampe existe car la charge Q du condensateur augmente linéairement avec la valeur constante du courant IC, ce qui implique que UC, donc VS, croît aussi linéairement.
 
Cette rampe est négative car nous sommes dans un montage amplificateur inverseur.

La résistance montée en // avec le condensateur réduit l'effet des décalages d'entrée aux basses fréquences lorsque le condensateur se comporte comme un circuit ouvert. Sans cette résistance qui doit valoir au moins 10 fois la valeur de R, la sortie du montage risque de saturer rapidement.
 

C4.7.2 Le montage différenciateur à ampli-OP
Un différenciateur se défini par un dispositif qui effectue l'opération mathématique appelée différenciation, puisque sa tension de sortie est proportionnelle à la pente de sa tension d'entrée.
 
Habituellement, un différenciateur sert à détecter le flanc avant et le flanc arrière d'une impulsion rectangulaire ou à produire une sortie rectangulaire à partir d'une entrée en rampe.
 
Schéma :



 
A partir d'un montage amplificateur inverseur, on obtient un différentiateur en intercalant un condensateur entre l'entrée du montage et l'entrée inverseuse de l'ampli-OP.
Nous savons qu'il y a un courant dans un condensateur uniquement lorsque la tension varie à ses bornes.
a) si l'entrée Ve d'un différenciateur est une impulsion rectangulaire, un courant IC circulera dans le condensateur seulement lors de la transition "flanc positif" de la valeur du signal d'entrée Ve de 0 V à +V et lors de la transition "flanc négatif" du signal d'entrée de V+ à 0V.
 
Ce courant IC est égal au courant IR traversant la résistance R, par conséquent la tension VS qui est identique à UR vaudra : VS = - IR . R pendant un instant très court correspondant à la durée des transitions. En dehors des instants de transition VS = 0 car le signal d'entrée Ve ne varie pas.

 

b) si l'entrée Ve d'un différenciateur est une rampe, un courant IC circulera dans le condensateur seulement durant la durée T de la rampe et la tension de sortie VS vaudra :

 



Allures de la tension de sortie Vs :
a) La tension de sortie Vs présente des pointes étroites si la constante de temps t = R × C
est plus petite ou égale au dixième de la largeur d'impulsion T.
b) La tension de sortie VS est une impulsion rectangulaire négative.

 

 
 
La résistance montée en série avec le condensateur réduit la tendance du montage à osciller. La valeur de cette résistance est comprise entre 0,01 R et 0,1 R. Cette résistance limite l'amplification en tension en boucle fermée aux fréquences élevées, là où le problème des oscillations surgit.
 
 
 

C4.7.3 Le montage redresseur
Un circuit non-linéaire se défini par un dispositif dans lequel la forme du signal de sortie est différente de celle du signal d'entrée. Comme pour les circuits intégrateur et différenciateur, c'est le cas du circuits actif donnés en exemple ci-dessous. De plus, le circuit redresseur contient une diode qui elle aussi un composant facilement appelé composant non-linéaire.
 
a) Circuits actifs à diode (redresseur à une alternance)

Nous obtenons un redresseur actif demi-onde en intercalant une diode sur la sortie d'un montage non-inverseur.


Fonction de transfert :
 
Nous remarquons sur la fonction de transfert VS = f (V1) représentée ci-contre que la tension de sortie VS est nulle lorsque le signal d'entrée V1 est négatif (la diode est bloquée) et que VS est égale à V1 lorsque la diode conduit, donc pour des valeurs de V1 positives.
 
 
Propriétés du montage redresseur actif à diode :
La résistance d'entrée du montage est quasi infinie, par conséquent, il ne charge pas la sortie de l'étage qui le précède.
 
La résistance de sortie du montage est grande à cause de la contre-réaction de tension appliquée à l'ampli-OP.
 
Le gain élevé de l'ampli-OP élimine pratiquement l'effet de la tension de seuil de la diode.
 
Le redressement des signaux de bas niveaux (dont la tension est inférieure à la tension de seuil d'une diode) est possible.
 
Le montage se comporte comme un redresseur idéal (sans seuil).

 

 

C4.7.4 Le montage comparateur
Un comparateur se défini par un dispositif qui permet de comparer deux tensions et d'indiquer laquelle est la plus grande et réciproquement la plus petite.
 
Le schéma de principe d'un comparateur est:

La façon la plus simple de construire un comparateur est de connecter un ampli-OP sans résistance de réaction et avec l'entrée inverseuse reliée à la masse.
 
 
Fonction de transfert :
 
Nous remarquons dans la fonction de transfert VS = f (V1) représentée ci-dessous, que la tension de sortie VS vaut +VSAT lorsque le signal d'entrée V1 est positif et vaut -VSAT lorsque V1 est négatif.
 
La transition est presque verticale entre ces deux états.
 
 
 
 
Propriétés du montage comparateur :

La résistance d'entrée du montage est presque infinie et la résistance de sortie du montage est petite.
 
L'amplification en tension en boucle ouverte AUBO qui est très grande(~100'000) rend ce montage instable. En effet, une tension V1 de très faible valeur à l'entrée du montage fait basculer immédiatement la tension de sortie VS en saturation positive ou négative.
 
Les valeurs de la tension de sortie peuvent être interprétées comme deux états logiques (1 - 0 ou oui-non etc.)
 
Le montage se comporte comme un détecteur de passage à zéro de la tension d'entrée. Pour un ampli-OP. du type 741 alimenté en +/- 15V, la tension V1 nécessaire pour faire basculer sa sortie peut valoir quelques milliVolts. Cette tension est appelée tension de décalage.
 
Il est souvent utile de comparer des tensions différentes de zéro dans les circuits électroniques et c'est pour cela que nous rencontrons beaucoup de circuits comparateurs différents. Pour chacun de ces circuits, il faudra en premier lieu s'assurer de reconnaître l'utilité du montage en question, et de retenir les principales définitions.
 
 

C4.7.5 Le montage détecteur de seuil
Le détecteur de seuil se défini par un dispositif qui compare deux potentiels électriques et donne à la sortie une indication lorsqu'un des potentiels dépasse l'autre.
 
Du fait qu'il est possible de choisir une des valeurs comme potentiel de référence, il est donc possible de choisir pour quelle tension d'entrée V1 le montage bascule, c'est à dire que la tension de sortie VS varie brusquement.
 
Schéma:

 
Point de basculement :
Nous choisissons la valeur du point de basculement du comparateur en appliquant la tension désirée, appelé référence* Vréf sur l'entrée inverseuse de l'ampli-OP.
 
La valeur de la tension Vréf se calcule facilement en appliquant la règle du diviseur de tension.


 
Fonction de transfert :

Nous remarquons sur la fonction de transfert VS = f (V1) , que le point de basculement n'est plus situé à l'intersection des axes mais qu'il s'est déplacé à la valeur Vréf choisie.
 
 
 
Propriétés du montage comparateur :
La résistance d'entrée du montage est presque infinie.
La résistance de sortie du montage est petite.
 
Lorsque V1 est inférieure à Vréf la sortie VS passe en saturation négative et inversement lorsque V1 est supérieure à Vréf la sortie passe en saturation positive.
 
Le montage se comporte comme un détecteur, réglable, du niveau de l'amplitude du signal d'entrée.

 

 

 

C4.7.6 Limites d'utilisation en commutation d'un montage à ampli OP
Une donnée caractéristique des amplis-OP est la vitesse nécessaire pour passer de +VSAT à -VSAT , qui dépend du type de l'ampli-OP utilisé.
 
Si on désire avoir une très grande vitesse de commutation, on choisira un ampli-OP conçu spécialement pour fonctionner en comparateur, comme le LM311, le LM399, le LM339 ou le NE529 qui commutent tous en environ 1ms. Alors que le 741, dans les mêmes conditions, a besoin de 50ms.

 
La vitesse de commutation est liée au "slew rate" de l'ampli-OP.
 
Le LM311, le LM399, le LM339 et le NE529 sont des comparateurs intégrés, leur sortie est un transistor à collecteur ouvert; on doit relier une résistance de rappel sur la borne de sortie de ces amplis OP.
 
Les comparateurs intégrés ne peuvent pas être utilisés pour réaliser des montages amplificateurs linéaires.
 
 

C4.7.7 Le montage trigger de Schmitt (en Z)
La bascule de Schmitt se défini par un dispositif comparateur qui permet de régler les deux points de basculement de la tension de sortie.
 
Les deux points de basculement sont deux tensions de référence qu'il est possible de rencontrer. Suivant le montage réalisé, plus précisément la manière dont est réalisée la réaction positive, nous parlons de caractéristique en Z ou de caractéristique en S.
 
Nous obtenons une bascule de Schmitt à caractéristique en Z en réinjectant sur l'entrée positive de l'ampli-OP une partie V'S de la tension de sortie VS avec un diviseur de tension formé des résistances R1 et R2.
 
Dans le premier cas, si la tension de sortie est saturée positivement, une tension V'S positive est réinjectée à l'entrée non-inverseuse, cette entrée positive maintient la sortie au niveau haut.
 
Alors la sortie VS reste au niveau haut tant que la valeur de V1 est inférieure à la valeur de V'S positive qui correspond au point supérieur de basculement, abrégé PSB.
 
Dans le deuxième cas, si la tension de sortie est saturée négativement, une tension V'S négative est réinjectée à l'entrée non-inverseuse, cette entrée négative maintient la sortie au niveau bas. Alors, la sortie VS reste au niveau bas tant que la valeur de V1 est supérieure à la valeur de V'S négative qui correspond au point inférieur de basculement, abrégé PIB.
 
Les valeurs PSB et PIB du comparateur de Schmitt en Z s'obtiennent en appliquant la règle du diviseur de tension :


 
Fonction de transfert :
 

 
Propriétés du montage en Z :
La résistance d'entrée du montage est presque infinie et la résistance de sortie du montage est petite.
 
La différence entre les deux points de basculement se nomme l'hystérésis. Nous pouvons augmenter ou diminuer la valeur de l'hystérésis en agissant sur la valeur de R1 et de R2.
 
La fonction de mémorisation introduite par l'hystérésis empêche le bruit superposé aux signaux d'entrée de faire basculer la sortie inopinément.
 
Le montage se comporte comme un discriminateur d'amplitude et permet la mise en forme de signaux.
 
 

C4.7.8 Le montage trigger de Schmitt (en S)
Nous obtenons une bascule de Schmitt à caractéristique en S en réinjectant sur l'entrée positive de l'ampli-OP une tension UR2 à travers la résistance R2. L'entrée négative est reliée directement à la masse.

Si la tension de sortie est saturée négativement, alors la tension réinjectée sur l'entrée non-inverseuse est négative.
 
Cette tension négative maintient la sortie au niveau bas jusqu'à ce que la tension d'entrée V1 devienne suffisamment positive pour rendre la tension d'erreur Ue légèrement positive. Alors la sortie VS passe en saturation positive.
 
Pour changer le niveau de sortie, la tension d'entrée V1 doit devenir suffisamment négative pour rendre la tension d'erreur légèrement négative. Alors la sortie passe au niveau négatif.
 
Les valeurs des points de basculement du comparateur de Schmitt en S, s'obtiennent en égalant la valeur des courants dans les résistances et en remplaçant VS par +VSAT ou -VSAT :
 

 
 
Fonction de transfert :
 

 
Propriétés du montage en S :
La résistance d'entrée du montage est égale à la résistance R1. La résistance de sortie du montage est grande.
La différence entre les deux points de basculement se nomme l'hystérésis. On peut augmenter ou diminuer la valeur de l'hystérésis en agissant sur la valeur de R1 et de R2.
Le montage se comporte comme un discriminateur d'amplitude et permet la mise en forme de signaux.
 
La fonction de mémorisation introduite par l'hystérésis empêche le bruit superposé aux signaux d'entrée de faire basculer la sortie inopinément.
 
 
 

C4.7.9 Translations du point de basculement
            (en Z et en S)
 
La bascule de Schmitt en Z
 
Nous pouvons translater les points de basculements en connectant une résistance supplémentaire R3 entre l'entrée non-inverseuse et l'une des alimentations. (V+ ou V-)

Ainsi, le centre de la boucle d'hystérésis se déplacera à droite si nous choisissons V+, et à gauche avec V-. La valeur du déplacement Vcen vaut:
 

Vcen=Valim (R1 / R1+R2) et Valim= V+ ou V-


Les valeurs des points de basculement sont disposées symétriquement par rapport à la valeur centrale que nous pouvons lire sur le graphique de la fonction de transfert.

La valeur des points de basculement PSB et PIB ne doit pas être plus grande que les tensions de saturation +VSAT et -VSAT.
 
 
 
La bascule de Schmitt en S
Nous pouvons translater les points de basculement en appliquant une tension de référence à l'entrée inverseuse.

La valeur de la tension de référence Vréf est choisie par le diviseur de tension formé des résistances R3 et R4. Ce diviseur de tension est alimenté par l'une des alimentations (V+ ou V-).


Vréf = Valim (R4 / R3+R4)

 
Ainsi, le centre de la boucle d'hystérésis se déplacera à droite si nous choisissons V+ et à gauche avec V-. La valeur du déplacement Vcen vaut :

Vcen = Vréf (1 + R1/R2)

 
Les valeurs des points de basculement sont disposées symétriquement par rapport à la valeur centrale que nous pouvons lire sur le graphique de la fonction de transfert.




La valeur des points de basculement PSB et PIB ne doit pas être plus grande que les tensions de saturation +VSAT et -VSAT .

C4.7.10 Montages générateurs de signaux
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C4.7.11 Montages convertisseurs de signaux
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